Codificación de la metauperficie anisotrópica con radiación sintonizable de banda ancha integrada y rendimiento de baja dispersión

Resumen

En este artículo, proponemos una metasuperficie electromagnética de codificación (EMMS) con radiación sintonizable de banda ancha integrada y rendimiento de baja dispersión. Elementos anisotrópicos que muestran fases opuestas bajo x - y y -La incidencia polarizada se investiga y codifica como elementos básicos "0" y "1". Luego, estos elementos se organizan en un diseño optimizado utilizando un algoritmo de recocido simulado para realizar el EMMS. De esta manera, la dispersión por difusión se realiza en una banda ancha. Mientras tanto, cuando "0" y "1" se alimentan correctamente, el EMMS de codificación muestra radiación polarizada lineal o circular de banda ancha con perfiles simétricos. Los resultados simulados y experimentales verifican que nuestro método ofrece una forma simple e ingeniosa de integrar radiación de banda ancha y baja dispersión en un EMMS de codificación única.

Antecedentes

Las metasuperficies electromagnéticas (EM) (EMMS), construidas artificialmente por partículas de sub-longitud de onda periódicas o cuasi-periódicas, se denominan una versión superficial de metamateriales tridimensionales [1, 2]. En virtud de estructuras compactas, perfil bajo, buena forma conformada, bajo costo y fácil fabricación, los EMMS se han investigado y diseñado exhaustivamente para manipular ondas EM [3, 4, 5, 6, 7, 8, 9], como polarización, amplitud y fase.

Especialmente, los EMMS anisotrópicos están más preparados para lograr una serie de características interesantes que no son posibles con los isotrópicos en algunas ocasiones. Para la ingeniería de polarización, al emplear partículas anisotrópicas para construir EMMS de conversión de polarización reflectante o transmisiva, casi se pueden realizar polarizaciones arbitrarias de una polarización específica, como polarización lineal a polarización lineal [10,11,12,13], polarización lineal a polarización circular [14, 15, 16], polarización circular a polarización circular [17, 18], etc. Las antenas de polarización circular, los dispositivos de control de polarización y la reducción de la sección transversal del radar (RCSR) se pueden lograr aún más basándose en la manipulación de la polarización. La absorción es una forma común de manipulación de amplitud. Mediante el cambio de las orientaciones relativas de los espacios o los desplazamientos del centro vecino de los resonadores de anillo dividido anisotrópicos multicapa [19,20,21], se pueden ajustar las interacciones de campo cercano entre ellos. De esta manera, se puede obtener una baja reflexión y transmisión simultáneamente para lograr una absorción perfecta. En cuanto a la manipulación de fase, al diseñar delicadamente la geometría de las partículas de sub-longitud de onda del EMMS, se pueden lograr discontinuidades de fase impartidas a través de la superficie reflejada o transmitida. Así, muchos dispositivos EM fascinantes, como lentes de metasuperficie [22, 23], hologramas de metasuperficies [24, 25], camuflaje invisible [6], manipulación de órbitas de espín [26, 27] y algunas otras interfaces funcionales [28,29] , 30,31], se puede realizar.

Recientemente, la codificación de EMMS ha ganado mucha atención como otro paradigma para manipular la propagación de ondas EM [32,33,34,35]. Los "bits codificados" están representados por partículas constitutivas con diferentes respuestas de fase. Tome EMMS de 1 bit como ejemplo, los elementos codificados "0" y "1" son imitados por estructuras constitutivas con desplazamiento de fase de 0 ° y 180 °, respectivamente. A través de una cierta mezcla espacial de estos elementos codificados, se pueden realizar EMMS de 2 bits, 3 bits y de múltiples bits posteriormente [36,37,38]. Con las demandas de multifunción y sintonización de los dispositivos EM, los componentes conmutables y el hardware de arreglo de puertas programable en campo se incluyen en el diseño de codificación EMMS. Por tanto, se obtienen EMMS reconfigurables [39] y programables [40]. Sobre la base del concepto de "codificación" antes mencionado, el EMMS de 0 bits, que consta de un solo tipo de elementos anisotrópicos, se puede utilizar para lograr la conversión de polarización [39], mientras que los EMMS de varios bits codificados mediante algoritmos de optimización se pueden utilizar para manipular la dispersión por difusión. rendimiento, logrando así RCSR [39].

Obviamente, los diseños de EMMS antes mencionados se dedican principalmente a investigar el rendimiento de dispersión de la onda EM entrante. En realidad, si se alimentan adecuadamente, los EMMS pueden actuar como antenas para irradiar ondas EM [41,42,43,44,45,46]. Además, según el mejor conocimiento de los autores, los conceptos de "codificación" se centran principalmente en la evaluación de la dispersión, pero no se incluyen en el rendimiento de la radiación. En este artículo, el EMMS propuesto implica simultáneamente radiación de banda ancha y rendimiento de baja dispersión. El EMMS se compone de elementos anisotrópicos, que posee fases opuestas bajo x - y y -incidencia polarizada. Estos elementos anisotrópicos se codifican como "0" y "1" y luego se organizan en una determinada secuencia optimizada por el algoritmo de recocido simulado (SAA). Con base en la teoría del conjunto de antenas [47], se añaden las estructuras de alimentación adecuadas a los elementos de codificación "0" y "1" para obtener el rendimiento de radiación deseado. Si los elementos "0" y "1" se alimentan con la misma amplitud y fase, se puede lograr una radiación polarizada linealmente (LP). Mientras que si los elementos "0" y "1" se alimentan con la misma amplitud pero con una diferencia de fase de 90 °, se puede lograr radiación de polarización circular izquierda o derecha (L / RHCP). Mientras tanto, el diseño optimizado de EMMS da como resultado un rendimiento de dispersión de difusión de banda ancha para la onda EM entrante, lo que beneficia al RCSR biestático. Tanto la simulación como la medición demuestran que nuestro método ofrece una estrategia simple, flexible e ingeniosa para el diseño de EMMS con radiación de banda ancha integrada y bajo rendimiento de dispersión.

Métodos

La Figura 1 muestra la geometría detallada del EMMS de codificación y los elementos anisotrópicos constitutivos. Se emplean dos capas dieléctricas FR2 (constante dieléctrica de 2,65, tangente de pérdida de 0,002) como sustratos, indicados como sustrato1 y sustrato2. Las dos capas dieléctricas están apiladas de manera firme y plana sin ningún espacio de aire entre ellas. Los espesores de los sustratos de arriba a abajo son de 3 mm y 0,5 mm, respectivamente. Parches metálicos en forma de pajarita 4 × 4 están grabados en la superficie superior del sustrato1 que mide 36 × 36 mm ² (igual a 0,66 λ ₀ × 0,66 λ ₀ a 5,5 GHz). La placa de tierra metálica con una ranura lo más fina posible (longitud de 15,5 mm, ancho de 0,2 mm) está grabada en la superficie inferior del sustrato2 para garantizar una reflexión absoluta. Aparentemente, las propiedades EM de dicho elemento anisotrópico residen en su disposición física. Basado en el concepto de "codificación", el elemento anisotrópico que se muestra en la Fig. 1b se denomina "1", mientras que su contraparte (rotación de 90 ° alrededor de z -eje) se denota como "0". El diseño del EMMS finalmente propuesto está optimizado por SAA, que es un método de búsqueda local. La Figura 1d muestra el diagrama de flujo del SAA para lograr la matriz de codificación óptima. Comienza con una solución inicial que se modifica aleatoriamente en un proceso iterativo. Los principales parámetros de SAA involucran la temperatura inicial T , la tasa decreciente α de cada proceso de iteración, la temperatura final Tf , el número de iteraciones I y la función de mérito. En nuestro modelo, definimos una matriz de codificación inicial con el mismo número de "0" y "1". Luego se actualiza cambiando las posiciones de un par arbitrario de "0" y "1". Los parámetros T , α , Tf y yo se establecen en 100, 0.9, 0 y 1000, respectivamente. Para un rendimiento de RCS bajo, se espera una buena dispersión de difusión. Por lo tanto, nuestro objetivo es encontrar la matriz de codificación óptima ( M _mejor ) que conduce a un patrón de dispersión deseado con el valor máximo más pequeño. Por lo tanto, el problema es un problema mínimo-máximo en el que la función de mérito se puede expresar como F ( M _mejor ) =Min (AF _max ), donde AF _max es el valor máximo de AF correspondiente a una matriz de codificación dada. La matriz de codificación óptima corresponde al AF mínimo _max , lo que conduciría a un rendimiento de dispersión de difusión perfecto. Generalmente, cuanto mayor sea el tamaño de la matriz, mejor será la dispersión de difusión que obtendremos. Aquí, elegimos una matriz que consta de 4 × 4 elementos ( M = N =4). Finalmente, la matriz de codificación óptima se muestra en la Fig. 1a. Todas las simulaciones del siguiente análisis, a menos que se indique lo contrario, se llevan a cabo con la ayuda del software de simulación comercial Ansoft HFSS v.14.0.

Codificación EMMS y su elemento anisotrópico constituyente. un La codificación EMMS consta de 4 × 4 piezas de elementos anisotrópicos. Los números de los elementos "0" y "1" son los mismos. Geometría esquemática del elemento anisotrópico "1" ( b ) y el elemento "0" ( c ) ( a =9 mm, l =6 mm, m =1 mm, h 1 =3 mm, h 2 =0,5 mm). d Diagrama de flujo del SAA para encontrar la matriz de codificación óptima

Para el caso de radiación, la excitación del puerto concentrado y el límite de radiación se aplican al elemento anisotrópico. Un SMA de 50 Ω se conecta al parche rectangular extremadamente delgado (longitud de 13 mm, ancho de 1.3 mm) a través de un pequeño orificio en el sustrato2 para igualar la impedancia. La ranura en el suelo metálico entra en vigor al acoplar la energía al EMMS anisotrópico superior para irradiar la onda EM LP. El coeficiente de reflexión S ₁₁ y los patrones de radiación se representan en la Fig. 2. Como se observa claramente, el ancho de banda para una adaptación de impedancia de - 10 dB se logra de 5 GHz a 6 GHz, lo que implica un ancho de banda relativo del 18,2%. Se obtiene una ganancia de puntería estable que varía de 6,97 dBi a 7,86 dBi sobre el ancho de banda de impedancia. Mientras tanto, se observan perfiles de radiación normales y simétricos en la dirección lateral para los planos xoz- (E-) y yoz- (H-), como se muestra claramente en la Fig. 2b – d.

Propiedades de radiación del elemento anisotrópico con excitación del puerto concentrado. un Coeficiente de reflexión S ₁₁ y ganancia de puntería versus frecuencia. Patrones de radiación 2D en b xoz- (E-) y c yoz- (H-) plano. d Patrones de radiación 3D a 5.35, 5.5 y 5.75 GHz (de izquierda a derecha)

Para dar una idea física del mecanismo de trabajo, la corriente superficial modal del elemento anisotrópico a 5,35 GHz y 5,75 GHz se representa en la Fig. 3a y b. Tenga en cuenta que las simulaciones realizadas en esta sección se llevaron a cabo utilizando FEKO 7.0. Como se muestra claramente, la corriente de superficie del modo 1 y el modo 2 se distribuye principalmente en los parches del medio, lo que puede resultar en radiación lateral, mientras que la del modo 3 y el modo 4 no deseados se distribuye principalmente en los parches de borde, lo que puede dar como resultado nulos de radiación en el costado. Además, la corriente superficial del modo 1 y el modo 3 fluye a lo largo del y -eje, mientras que el del modo 2 y el modo 4 fluye a lo largo del x -eje. Además, los significados modales calculados de los primeros cuatro modos característicos del elemento anisotrópico con y sin metasuperficie se ilustran en la Fig. 4a y b. Podemos decir de la Fig. 4b que cuando se aplica la metasuperficie en el elemento, el modo 1 y el modo 2 resuenan a 5.32 GHz y 5.72 GHz en la banda de operación deseada, con cualquiera de sus significados modales acercándose a la unidad. Por lo tanto, el modo 1 y el modo 2 son los pares de modos ortogonales fundamentales para generar los patrones de radiación de banda ancha y lateral.

Corriente de superficie modal de modo 1, modo 2, modo 3 y modo 4. a 5,35 GHz y b 5,75 GHz

Significado modal del elemento anisotrópico con ( a ) y sin ( b ) metasuperficie en forma de pajarita

Para el caso de la dispersión, la excitación del puerto de floquet y los límites maestro / esclavo se implementan en el elemento anisotrópico para aprovechar las características de reflexión. Como se muestra en la Fig. 5, solo un punto de fase de reflexión de 0 ° surge a 9,38 GHz para el elemento "1", mientras que los puntos de fase de reflexión de 0 ° duales aparecen a 4,75 GHz y 17,52 GHz para el elemento "0". Por lo tanto, se crea una diferencia de fase de reflexión efectiva entre los elementos "0" y "1", como se indica en la parte gris oscuro de la Fig. 5a. Mientras tanto, las magnitudes de reflexión que se muestran en la Fig. 5b se mantienen cercanas a 1 en 2 ~ 18 GHz para ambos elementos. Vale la pena señalar que se observa una zona hueca para la respuesta de magnitud de reflexión alrededor de la banda de trabajo (5 ~ 6 GHz) del elemento "0". Esto se atribuye a que parte de la energía copolarizada es absorbida por la estructura de alimentación. Aún así, la cancelación de energía [47] se puede obtener bien en una banda ancha. En consecuencia, se puede esperar RCSR de banda ancha.

Características de reflexión del elemento anisotrópico con excitación del puerto de floquet. un Fases de reflexión y diferencia de fase entre los elementos "0" y "1". b Magnitudes de reflexión

Resultados y discusión

En cierto sentido, el proceso de dispersión puede entenderse transformando la reflexión de la onda EM en un proceso de reradiación. Por lo tanto, para un M × N Matriz EMMS, el principio de funcionamiento tanto para casos de radiación como de dispersión puede interpretarse mediante la teoría de matrices estándar [47]:

$$ {E} _ {\ mathrm {total}} =\ mathrm {EP} \ cdot AF =\ sum \ limits_ {m =0} ^ {M-1} \ sum \ limits_ {n =0} ^ {N -1} {\ mathrm {EP}} _ {\ left (m, n \ right)} \ cdot {e} ^ {j \ left [km \ Delta x \ sin \ theta \ cos \ varphi + kn \ Delta y \ sin \ theta \ sin \ varphi + \ phi \ left (m, n \ right) \ right]} $$ (1)

donde EP es la función de patrón de un solo elemento, AF es el factor de matriz, k es el número de onda, Δ x y Δ y son la distancia entre elementos adyacentes a lo largo de x - y y -direcciones, respectivamente, ϕ ( m , n ) es la fase del ( m , n ) elemento y θ y φ son la elevación y el ángulo acimutal de una incidencia. Para simplificar, los subíndices de E _rtotal y E _stotal en el siguiente análisis indican casos de radiación y dispersión, respectivamente.

Para el caso de la radiación, todos los elementos anisotrópicos actúan como radiadores cuando se alimentan adecuadamente. Naturalmente, los elementos "0" y "1" producirían dos campos eléctricos polarizados ortogonalmente, a saber, EP _'0' ⊥ EP _'1' . Entonces, la polarización de la onda EM radiada por EMMS depende de la amplitud y fase de las fuentes de alimentación. Suponiendo que la potencia de entrada de cada elemento es igual, uno tendría | EP _'0' | =| EP _'1' |. ϕ ( m , n ) representaría la fase de entrada de fuentes de alimentación. Por lo tanto, en la dirección normal con ( θ , φ ) =(0 ^∘ , 0 ^∘ ), Eq. (1) se simplificaría como \ ({E} _ {\ mathrm {rtotal}} =8 \ left ({\ mathrm {EP}} _ {\ hbox {'} 0 \ hbox {'}} {e} ^ {j {\ phi} _ {\ hbox {'} 0 \ hbox {'}}} + {\ mathrm {EP}} _ {\ hbox {'} 1 \ hbox {'}} {e} ^ {j { \ phi} _ {\ hbox {'} 1 \ hbox {'}}} \ right) \) para el EMMS propuesto. Si ϕ _'0' - ϕ _'1' =0 ^° o ± 180 ^° , la radiación total sería LP dentro de los planos diagonales. Si ϕ _'0' está 90 ° por delante de ϕ _'1' , el campo total radiado sería RHCP. De lo contrario, si ϕ _'0' cae 90 ° detrás de ϕ _'1' , Se generaría radiación de LHCP. En resumen, la polarización del campo irradiado del EMMS se puede ajustar a voluntad controlando las fases de entrada de los elementos "0" y "1".

Para abreviar el artículo, solo dos casos representativos están involucrados en el siguiente análisis. Todos los elementos "0" y "1" se alimentan con la misma potencia en ambos casos. Por un lado, en términos de ϕ _'0' = ϕ _'1' =0 ^° , Los rendimientos de radiación LP se obtienen como se muestra en la Fig. 6. Se logra una buena adaptación de impedancia de 4.97 GHz a 6.05 GHz (19.6% de ancho de banda relativo), mientras que la ganancia en la dirección normal varía de 12.6 dBi a 17.38 dBi en la banda de operación. Se observan patrones de radiación simétricos en la dirección lateral para los planos E y H, como se muestra claramente en la Fig. 6b. Por otro lado, cuando ϕ _'1' - ϕ _'0' =90 ^° , La radiación RHCP se observa como se esperaba. Como se muestra en la Fig.7, el ancho de banda para S ₁₁ <- 10 dB y 3 dB de ancho de banda de relación axial (ARBW) es 4.97 ~ 6 GHz y 5.22 ~ 6 GHz, respectivamente. El ancho de banda común para S ₁₁ <- 10 dB y 3 dB ARBW es de 5,22 GHz a 6 GHz (13,9% de ancho de banda relativo), con una ganancia de puntería que varía de 13,16 dBi a 15,8 dBi. Asimismo, se observan perfiles de radiación simétricos, laterales y normales en los patrones de radiación 3D a 5.35, 5.5 y 5.75 GHz.

Propiedades de radiación lineal del EMMS con "0" y "1" alimentados con igual magnitud y fase. un Coeficiente de reflexión S ₁₁ y ganancia de puntería versus frecuencia. b Patrones de radiación LP 3D a 5.35, 5.5 y 5.75 GHz (de izquierda a derecha)

Propiedades de radiación RHCP del EMMS con "0" y "1" alimentados con igual magnitud y cambio de fase de 90 °. un S ₁₁ y AR versus frecuencia. b Ganancia de puntería versus frecuencia. c Patrones de radiación 3D RHCP a 5.35, 5.5 y 5.75 GHz (de izquierda a derecha)

A partir del análisis antes mencionado, se puede verificar que el EMMS propuesto puede funcionar como una buena antena e irradiar en modos de polarización lineal y polarización circular alternativamente controlando las magnitudes y fases de entrada. Mientras tanto, los resultados simulados indican que el ancho de banda de trabajo del EMMS propuesto se mantiene bien en comparación con un solo elemento anisotrópico, lo que verifica la efectividad de nuestro método propuesto. Para obtener una visión intuitiva de los mecanismos de trabajo del EMMS para diferentes modos de radiación, se investigan las distribuciones del campo eléctrico a 5,35 GHz con diferentes variantes de tiempo. Se muestra claramente en la Fig. 8a que el campo E resonante se distribuye uniformemente entre los elementos "0" y "1" todo el tiempo a medida que cambia el tiempo para la radiación LP. Sin embargo, para la radiación CP, los elementos "1" exhiben una densidad de campo más fuerte en la fase de 0 °, mientras que los elementos "0" prevalecen sobre los elementos "1" en la fase de 90 °. Por lo tanto, dos modos ortogonales con una diferencia de fase de 0 ° o 90 ° se excitan para realizar radiación LP o CP.

Distribuciones de campo eléctrico del EMMS a 5,35 GHz con diferentes variantes de tiempo. un Estuche de radiación LP. b Estuche de radiación RHCP

Para el caso de la dispersión, todos los elementos "0" y "1" actúan como dispositivos pasivos. El diseño aperiódico de los elementos "0" y "1" optimizados por SAA tiene como objetivo lograr un rendimiento de dispersión por difusión. Aquí, para la ecuación. (1), ϕ ( m , n ) representa la compensación de fase de la onda reflejada del ( m , n ) elemento. En términos de nuestro diseño propuesto, ϕ ( m , n ) evalúa 0 ° y 180 ° en correspondencia con los elementos "0" y "1", respectivamente. Con el fin de dar una demostración intuitiva de la propiedad de baja dispersión del EMMS propuesto, se demuestra el resultado RCS simulado frente a la frecuencia en comparación con una placa metálica del mismo tamaño. Como se muestra claramente en la Fig. 9, la supresión de la reflexión obvia se logra en una banda ancha que va de 5 GHz a 18 GHz. Se logra una RCSR continua de 6 dB casi de 5 GHz a 18 GHz (113.04% de ancho de banda relativo). Aparecen dos dips huecos RCS alrededor de 5,9 GHz y 10,4 GHz con un RCSR máximo que alcanza hasta 31,8 dB. Se puede deducir de la Fig. 9e que el campo de dispersión del EMMS se divide en ocho haces pequeños principales, lo que concuerda adecuadamente con el resultado obtenido por el cálculo matemático de la Fig. 9c. En comparación con la configuración tradicional de tablero de ajedrez (cuatro lóbulos reflejados principales), más lóbulos reflejados contribuyen a que cada haz se suprima significativamente en función de la conservación de energía. La Fig. 9f revela el mecanismo de trabajo del EMMS. Se puede observar que diferentes elementos resuenan de manera discrepante, lo que produce el desplazamiento de fase discontinuo necesario y finalmente da como resultado una reflexión por difusión. Las propiedades de dispersión de EMMS bajo incidencia oblicua también se investigaron como se muestra en la Fig. 10. Asimismo, en lugar de una fuerte reflexión especular para una placa metálica del mismo tamaño, la dispersión de difusión se observa consecutivamente para EMMS con diferentes ángulos de incidencia. Mientras tanto, como se muestra en la Fig. 11, los patrones de dispersión normalizados a 6 GHz con ángulos de incidencia de 0 ° a 60 ° también se proporcionan para dar una demostración intuitiva de la reflexión por difusión. Para concluir, el EMMS propuesto demuestra un rendimiento de dispersión por difusión en una banda ancha como se esperaba.

Propiedades de dispersión por difusión del EMMS bajo incidencia normal. un Sección transversal del radar frente a la frecuencia en comparación con una placa de metal del mismo tamaño. Patrones de dispersión calculados por Eq. (1) para tablero de metal ( b ) y EMMS ( c ). Patrones de dispersión obtenidos mediante simulaciones de onda completa a 6 GHz para placas metálicas ( d ) y EMMS ( e ). f Distribución de corriente de superficie a través del EMMS a 6 GHz

Propiedades de dispersión de difusión del EMMS bajo incidencia oblicua a 6 GHz. un - d Patrones de dispersión de tablero metálico con un ángulo de incidencia de 15 ° ( a ), 30 ° ( b ), 45 ° ( c ) y 60 ° ( d ). e - h Patrones de dispersión de EMMS con un ángulo de incidencia de 15 ° ( e ), 30 ° ( f ), 45 ° ( g ) y 60 ° ( h )

Patrones de dispersión normalizados bajo incidencia oblicua a 6 GHz. un - e Patrones de dispersión de tablero metálico con un ángulo de incidencia de 0 ° ( a ), 15 ° ( b ), 30 ° ( c ), 45 ° ( d ) y 60 ° ( e ). f - j Patrones de dispersión de EMMS con un ángulo de incidencia de 0 ° ( f ), 15 ° ( g ), 30 ° ( h ), 45 ° ( i ) y 60 ° ( j )

Para validar el rendimiento de radiación y dispersión mencionado anteriormente, se fabricó una muestra EMMS con codificación 4 × 4 utilizando tecnología estándar de placa de circuito impreso (PCB). La medición se realizó en una cámara anecoica para minimizar la interferencia de ruido. Para el caso de radiación, un divisor de potencia RS2W2080-S y dos RS8W2080-S se conectan en secuencia para distribuir la señal por igual en 16 puertos, mientras que se utilizan cables coaxiales con diferentes longitudes para proporcionar un cambio de fase de 90 ° entre "0" y "1 ”, Como se muestra en la Fig. 12. Los anchos de banda medidos para S ₁₁ ≤ - 10 dB y 3 dB ARBW que se muestran en la Fig. 13a son 4.96 ~ 6.02 GHz y 5.22 ~ 6.02 GHz, respectivamente. El ancho de banda común es de 5,22 GHz a 6,02 GHz (14,2% de ancho de banda relativo), lo que concuerda satisfactoriamente con los resultados simulados. Los patrones de radiación normalizados a 5,35 GHz y 5,75 GHz se muestran en la Fig. 13b y c. En correspondencia con la predicción de la simulación, se observa radiación simétrica, normal y RHCP en la dirección lateral. Los niveles de los lóbulos laterales medidos son al menos 10 dB más bajos que los niveles de los lóbulos principales. Además, los campos de RHCP son siempre más intensos que los de LHCP en más de 18,6 dB en la dirección de puntería. Por lo tanto, se puede concluir que el EMMS logra un buen rendimiento de radiación RHCP como se esperaba.

un , b Fabricación de la vista superior de muestra de EMMS ( a ) y vista lateral ( b ). c Divisor de potencia. d Configuración de medición básica para la dispersión

Radiación medida y propiedades de dispersión del EMMS. un Medido S ₁₁ y AR. Patrones de radiación normalizados a 5,35 GHz ( b ) y 5,75 GHz ( c ). d Reducción de la reflexión medida del EMMS en comparación con la placa de metal completa

Para el caso de dispersión, la muestra EMMS se colocó verticalmente en el centro de una plataforma de espuma, mientras que dos antenas de bocina piramidal LP idénticas que trabajaban a 1 ~ 18 GHz se colocaron adyacentes como transmisor y receptor, respectivamente. Se coloca una pieza de material absorbente entre las dos bocinas para reducir el acoplamiento no deseado. Los centros de la muestra y dos cuernos están a la misma altura, y la distancia entre ellos es lo suficientemente grande para satisfacer las condiciones de prueba de campo lejano. También se empleó la calibración de línea de reflejo de puerta para eliminar aún más las señales indeseables en el medio ambiente. Las dos antenas de bocina están conectadas a los dos puertos del VNA Agilent N5230C para evaluar la potencia reflejada en los coeficientes de transmisión. Como se muestra en la Fig.13d, se logra una RCSR de 6 dB considerable en comparación con una placa de metal del mismo tamaño de 5 GHz a 18 GHz (113% de ancho de banda relativo), mientras que se logra una RCSR de más de 10 dB en la banda de 5,6 ~ 6,5 GHz (14,9% de ancho de banda relativo), 9,2 ~ 13,5 GHz (37,9% de ancho de banda relativo) y 15,9 ~ 18 GHz (12,4% de ancho de banda relativo). Aparecen dos picos RCSR alrededor de 6,1 GHz y 10,2 GHz valorando 25,9 dB y 30,6 dB, respectivamente. Los resultados medidos concuerdan bien con los simulados, que verifican el rendimiento de banda ancha de baja dispersión del EMMS.

En el Cuadro 1 se han realizado comparaciones entre el diseño propuesto y el anterior diseño de antena basado en metasuperficie. En particular, [42, 45] demuestran el rendimiento de un conjunto de antenas, mientras que otros de la antena única. Como se muestra claramente, el EMMS propuesto produce un RCSR de banda ultraancha que involucra dentro y fuera de banda mientras logra simultáneamente radiación sintonizable de banda ancha.

Conclusiones

Este artículo presenta un EMMS de codificación novedoso con radiación sintonizable de banda ancha integrada y rendimiento de baja dispersión. Se adopta como elemento constituyente un elemento anisotrópico con fases intrínsecamente opuestas bajo diferente incidencia polarizada. Las estructuras de alimentación adecuadas permiten que el elemento anisotrópico actúe como radiador. Al controlar las amplitudes y fases de entrada según la teoría de la red de antenas, se puede lograr radiación LP, LHCP o RHCP a voluntad. Además, el diseño optimizado de EMMS contribuye al rendimiento de la dispersión de difusión de banda ancha, lo que da como resultado RCSR en una banda ancha. Por lo tanto, la radiación de banda ancha y el rendimiento de baja dispersión se pueden lograr simultáneamente en el EMMS propuesto, que ofrece una estrategia simple, flexible y eficaz para resolver el conflicto entre radiación y dispersión. Cabe mencionar que el EMMS podría estar compuesto por otros elementos anisotrópicos alternativos. Se puede esperar algún valor de aplicación en antenas reconfigurables de polarización, sigilo de objetivos, etc.

Abreviaturas

ARBW:: Ancho de banda de relación axial
EM:: Electromagnético
EMMS:: Metasuperficies electromagnéticas
L / RHCP:: Polarización circular izquierda o derecha
LP:: Linealmente polarizado
PCB:: Placa de circuito impreso
RCSR:: Reducción de la sección transversal del radar
SAA:: Algoritmo de recocido simulado

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