Amplificador Cascode: Combinando Emisor Común y Base Común para Ancho de Banda Amplio y Alta Impedancia de Entrada

Mientras que el amplificador de base común (C-B) ofrece un ancho de banda más amplio que la etapa de emisor común (C-E), su impedancia de entrada —decenas de ohmios— restringe su utilidad. Una solución común es preceder la etapa C-B con un driver C-E de baja ganancia que presente una impedancia de entrada más alta en el rango de kilo-ohmios.

Las etapas se disponen en una configuración cascode, apiladas en serie en lugar de cascadas como en una cadena de amplificador convencional.

En un amplificador típico de tres etapas de emisor común acoplado por capacitores, se emplea la topología cascode. Esta proporciona tanto ancho de banda amplio como una impedancia de entrada moderadamente alta.

Un amplificador cascode combina una etapa de emisor común con una etapa de base común. En análisis AC, las fuentes de alimentación y los capacitores de acoplamiento DC se modelan como cortocircuitos.

Ancho de banda, capacitancia y el efecto Miller

El ancho de banda extendido del cascode proviene del efecto Miller. En una etapa C-E, la capacitancia colector-base (Ccbo) se multiplica por la magnitud de la ganancia de voltaje (Av). Aunque Ccbo es menor que la capacitancia emisor-base, el nodo colector está 180° fuera de fase con la entrada de base. La retroalimentación a través de Ccbo aparece como (1 + |Av|) veces la capacitancia física, limitando la respuesta de alta frecuencia de un amplificador C-E independiente.

La ganancia de voltaje aproximada del amplificador C-E en la figura siguiente es Av = –RL/rEE. Con una corriente de emisor de 1,0 mA, la resistencia de emisor es REE = 26 mΩ/IE = 26 Ω. Así, Av = –RL/REE = –4700/26 ≈ –181. La hoja de datos del pn2222 lista Ccbo = 8 pF.[FAR] La capacitancia Miller es, por tanto, Cmiller = Ccbo(1–Av) = 8 pF × (1–(–181)) ≈ 1456 pF.

Una configuración de base común no se ve afectada por el efecto Miller porque la base a tierra aísla al colector de retroalimentar a la entrada del emisor. Consecuentemente, un amplificador C-B exhibe un rendimiento superior en alta frecuencia. Para lograr una impedancia de entrada moderadamente alta mientras se retienen los beneficios de una etapa C-E, la etapa C-E se sesga para una ganancia de voltaje baja de aproximadamente 1. Esto reduce la multiplicación Miller a 2 × Ccbo.

La clave para reducir la ganancia C-E es disminuir la resistencia de carga. La ganancia de voltaje de un amplificador C-E es aproximadamente RC/RE. Con la resistencia interna del emisor rEE ≈ 26 Ω a 1 mA, y una carga de colector RC igual al emisor de la etapa C-B (26 Ω), la ganancia se convierte en Av = RC/RE ≈ 1. La capacitancia Miller se reduce entonces a Cmiller = Ccbo(1–Av) = 8 pF × (1–(–1)) = 16 pF. Ahora tenemos una etapa C-E con impedancia de entrada moderada, efecto Miller insignificante y sin ganancia de voltaje significativa. La subsiguiente etapa C-B proporciona la alta ganancia de voltaje (Av ≈ –181). La ganancia de corriente total del cascode es igual al β de la etapa C-E, dando un β total robusto.

SPICE: Comparación entre amplificador cascode y amplificador de emisor común.

Comparación entre amplificador cascode y amplificador de emisor común

La simulación SPICE siguiente compara un amplificador cascode con un amplificador de emisor común estándar. La fuente AC V3 impulsa ambas etapas a través del nodo 4. Las resistencias de sesgo se calculan como en el problema de ejemplo.

Formas de onda SPICE. Nótese que la entrada se multiplica por 10 para visibilidad.

Netlist SPICE para imprimir voltajes de entrada y salida AC.

 *SPICE circuit <03502.eps> from XCircuit v3.20 V1 19 0 10 Q1 13 15 0 q2n2222 R1 19 13 4.7k V2 16 0 1.5 C1 4 15 10n R2 15 16 80k Q3 A 5 0 q2n2222 V3 4 6 SIN(0 0.1 1k) ac 1 R3 1 2 80k R4 3 9 4.7k C2 2 0 10n C3 4 5 10n R5 5 6 80k V4 1 0 11.5 V5 9 0 20 V6 6 0 1.5 .model q2n2222 npn (is=19f bf=150 + vaf=100 ikf=0.18 ise=50p ne=2.5 br=7.5 + var=6.4 ikr=12m isc=8.7p nc=1.2 rb=50 + re=0.4 rc=0.3 cje=26p tf=0.5n + cjc=11p tr=7n xtb=1.5 kf=0.032f af=1) .tran 1u 5m .AC DEC 10 1k 100Meg .end 

Las formas de onda ilustran el comportamiento del cascode. La señal de entrada se muestra amplificada diez veces para claridad. Tanto las salidas del cascode como del emisor común están invertidas respecto a la entrada, y el cascode logra una ganancia de banda media ligeramente mayor. Los gráficos de respuesta en frecuencia a continuación muestran el ancho de banda de –3 dB de cada amplificador.

Nota: Esta sección puede contener inexactitudes y requiere revisión. Consulte los comentarios al final de la página para más detalles.

La figura siguiente muestra la respuesta en frecuencia de ambos amplificadores. Los comandos SPICE responsables del análisis AC se extraen del listado:

 V3 4 6 SIN(0 0.1 1k) ac 1 .AC DEC 10 1k 100Meg 

El cascode demuestra una ganancia de banda media marginalmente mejor. Para los puntos de –3 dB, el cascode alcanza aproximadamente 5 MHz, mientras que la etapa de emisor común llega cerca de 2 MHz. Así, el cascode ofrece un ancho de banda más amplio. El roll-off de baja frecuencia está dominado por los capacitores de acoplamiento y puede mitigarse usando valores mayores. Para aplicaciones RF, se recomienda un par de transistores de baja capacitancia interelectrodo para lograr un ancho de banda aún mayor. Históricamente, los amplificadores cascode BJT se emplearon en sintonizadores de TV UHF antes de la llegada de los MOSFETs de doble compuerta.

Resumen

• Un amplificador cascode consiste en una etapa de emisor común cargada por el emisor de una etapa de base común.
• La etapa C-E fuertemente cargada tiene una ganancia baja (~1), lo que mitiga el efecto Miller.
• Un amplificador cascode ofrece alta ganancia de voltaje, impedancia de entrada moderada, alta impedancia de salida y ancho de banda amplio.

Hojas de trabajo relacionadas

• Hoja de trabajo Amplificadores BJT Clase A