Diseño de un módulo de potencia flyback compacto para lectores RFID

La tecnología de fuentes conmutadas ha evolucionado hacia miniaturización, alta frecuencia y alta eficiencia con el desarrollo de chips altamente integrados. Los chips de control altamente integrados simplifican componentes periféricos, ya que es relativamente fácil diseñar una fuente conmutada con software de diseño. Sin embargo, la alta integración conduce a baja libertad de diseño, baja disponibilidad de chips y bajo precio. El software de cada fabricante solo simula algunos chips peculiares. En la práctica, es crucial diseñar una fuente compatible con demandas del producto con excelentes condiciones. Basado en requisito de módulo de potencia para RFID, se diseña una fuente conmutada de 220 VCA a 0,5 VCC y dimensiones 88 mm × 70 mm. Dado que la corriente de trabajo es cercana a 1,5 A en lectura de etiquetas, la corriente máxima de salida se fija en 3 A.

En diseño miniaturizado con potencia de salida relativamente baja, según teoría de Erickson R W, la disponibilidad de interruptor de potencia flyback (0,385) supera a la de tipos normal, puente completo y medio puente (0,353). Por tanto, se elige estructura flyback. Considerando ventajas de diseño de realimentación y controlador de modo corriente, se elige chip PWM de modo corriente UC3842.

En la fuente conmutada con UC3842, el diseño de circuito periférico es relativamente fácil. La estructura de control PWM de modo corriente elimina el doble polo aportado por la inductancia en el lazo, simplificando diseño de realimentación. Se aplica realimentación por terminal de salida con tubo estabilovolt TL431 y optoacoplador. En diseño basado en UC3842, los diseñadores tienden a diseñar independientemente cada módulo en estructura flyback, enfatizando circuito adyacente y realimentación, descuidando otros. Por ejemplo, según teorema del elemento extra de Dr. Middlebrook, impedancia de entrada de filtro debe ser mucho menor que impedancia de entrada del convertidor. De lo contrario, fluctuación en circuito. Este diseño discute cuidadosamente circuito adyacente: filtro de entrada, compensación de pendiente y diseño de tierra. Esquema determinado mediante simulación Saber y compatibilidad con requisitos y estabilidad mediante depuración con RFID.

Teoría básica de fuente conmutada flyback

La teoría básica es transformar VCA en VCC para alimentar IC que cambia CC a CAHF y luego a CC salida. La realimentación estabiliza voltaje desde muestra de CC salida e IC controla interruptor. Teoría ilustrada en Figura 1.

Se aplica estructura de doble lazo cerrado de modo corriente en control de convertidor flyback. Característica: en condición cerrada de tubo conmutador, energía de inductancia en bobinas de un lado del transformador alimenta al portador a través de diodo rectificador; en condición abierta, energía se almacena en bobina y salida proviene de energía en condensador de salida. Esquema flyback en Figura 2.

Cuando voltaje detectado por resistores R₁, R₂ es menor que Vref, error sube por amplificador de error con tubo Q₁ abierto. Inductancia y corriente primaria suben por pendiente (Vg - Von)/Lm. Resistor de muestreo Rs convierte inductancia y corriente en voltaje de muestreo. Comparando voltaje en Rs con voltaje de error, cuando voltaje en Rs supera error, se emite nivel bajo y tubo se cierra hasta próximo reloj. Flyback no necesita inductancia de salida; inductancia de transformador se aplica directamente para potencia, topología simple. Control depende de chip PWM modo corriente UC3842 y periféricos.

Chip PWM modo corriente UC3842

CPU de control es UC3842 en modo frecuencia fija y corriente, integrando oscilador, amplificador de error, comparador PWM, trigger SR. Funciones: protección subvoltaje y sobrecorriente, salida tótem, frecuencia 500 kHz, corriente arranque <1 mA, corriente salida máxima 1 A.

Funciones de pines: Pin 7 alimentación (>16 V umbral arranque lento, Schmitt salida alta). Regulador da 5 V a pin 8; <10 V Schmitt salida baja, subvoltaje bloqueado. Tubo estabilizador interno limita entrada máx 36 V. Pin 4 alimenta Ct mediante RC externo; pin 8 a través de Rt y Ct determina frecuencia oscilador por fuente corriente interna. Pin 2 entrada inversora amplificador error; pin 1 salida amplificador para compensación. Pin 3 detección corriente, determina ciclo trabajo por salida amplificador; >1 V cierra corriente. Pin 6 salida tótem, corriente máx 1 A, acelera cierre de tubo conmutador.

Diseño de control de fuente flyback

Esquema de parte de control en Figura 3. Mayormente integrado en UC3842; pocos componentes externos implementan control. Módulos: circuito arranque, diseño frecuencia, protección, driver, compensación pendiente.

Circuito de arranque y diseño de frecuencia

Circuito arranque suministra pin 7 >16 V. Al iniciar, alimentación a pin 7 por devanado auxiliar. Frecuencia determinada por capacitor y resistor entre pin 8 y 4. Voltaje referencia 5 V pin 8 alimenta C15 a través de R9. C15 genera onda sierra por fuente corriente interna; intervalo determina tiempo muerto de salida PWM. Para rendimiento, tiempo muerto <5% período oscilación. Según diagrama temporal, C15 = 3,3 nF, frecuencia 47 kHz. Fórmula f_osc = 1,7/(Rref × C15), R9 = 11 kΩ.

Circuito de repliegue de corriente

Transforma corriente inductora en borde primario en voltaje de amplificador de voltaje y error implementado por comparador PWM mediante resistor detección sobrecorriente. Cuando pin 3 >1 V, salida se interrumpe. Corriente pico inductora 1 A, resistor detección R13 = 1 Ω. Para evitar apagado erróneo por pico corriente primaria, R11 y C14 filtran pico (~cientos ns). R11=1 kΩ, C14=500 pF, constante τ = RC = 500 ns.

Circuito driver de MOS

Responsable de excelente forma de onda PWM, especialmente flanco bajada. Conexión serie entre pin 6 salida y resistor serie R6 disminuye fluctuación parásita de alta frecuencia por capacitancia entrada MOS e inductancia serie. Para asegurar forma PWM, R6 pequeño (decenas a veintenas ohm). R8 = 15 kΩ como resistor de drenaje gate MOS.

Compensación de pendiente

En control modo corriente pico, valor pico inductora constante, valor medio no. Cambio ciclo trabajo cambia corriente media; lazo interno asegura pico pero no controla valor medio correcto compatible con voltaje salida, causando cambio constante voltaje salida. Cuando ciclo trabajo >50%, fluctuación corriente genera oscilación. Se requiere compensación pendiente. Aplicación compensación pendiente superior: apilar voltaje pendiente positiva en señales muestreo corriente. Compensación capacitiva: C51=100 pF entre pin 3 y 4; señal oscilación alimenta C51 y pin 3 a través de capacitor. Capacitancia pequeña (orden pF) para evitar atraer corriente oscilador y generar voltaje negativo grande en pin 3.

Diseño de circuito periférico de fuente flyback

Diseño de circuito EMI y filtro rectificador

Para filtrar interferencia alta frecuencia de red a dispositivos e influencia conmutación a red, se accede circuito filtro EMI en entrada. Diagrama onda filtro EMI común en Figura 4.

C1 en puerto entrada red; C2 en puerto dispositivo para eliminar interferencia modo diferencial. L misma dirección choke modo común para filtrar modo común; C16, C17 a tierra para filtrar modo común.

Corriente fuga C16, C17 calculada: fórmula . Para dos condensadores idénticos, amplitud fuga: , f=50 Hz, C=4400 pF total a tierra, V=110 V tierra. I_leak = 0,15 mA, compatible con CA 220 VCA tras EMI según estándar seguridad. Amplitud , salida CC . Tensión inversa diodo debe cumplir: . C capacitancia filtro, RL carga. Mayor constante RL×C, más suave capacitancia, mejor filtro. Diodo 1N4007 alta tensión.

Oscilación por impedancia salida filtro e impedancia entrada convertidor

Incompatibilidad entre impedancia entrada convertidor y salida filtro puede causar oscilación. Impedancia entrada convertidor de sistema de lazo puede considerarse resistor negativo (). Filtro LC, función transferencia con ESR inductancia y capacitancia.

Impedancia entrada convertidor oscilación constante debe cumplir: . Solo si impedancia entrada lazo < impedancia oscilación filtro calculada, coeficiente amortiguamiento positivo, sistema estable. Sino, circuito fluctúa.

Diseño de circuito snubber

Para evitar destrucción de tubo frecuencia por sobretensión apagado, se ensambla circuito snubber RCD en primario de transformador. Puerto salida rompe diodo salida para evitar ruptura dura con snubber salida, Figura 5.

En apagado MOS, corriente primaria i_d alimenta capacitancia parásita fuga a través de fuga primario. Alto voltaje frecuencia puede exceder tensión soporte y romper tubo; snubber RCD da camino derivación. Diodo recuperación rápida FR107 alta tensión, resistor RCD 5 kΩ, capacitancia 3300 pF.

Cuando entrada abierta con MOS abierto, voltaje en diodo Schottky () y ruptura dura MOS lleva a ruptura diodo. Con RC snubber, V_D = V_O + I_O × R3. Tiempo apertura 2SK792 = 55 ns, tensión inversa SB540 = 60 V, V_O = 5 V, I_max = 3 A. Resistencia equivalente max snubber = 18,33 Ω (). R=18 Ω, C=560 pF, resistencia serie equivalente = 18,06 Ω.

Diseño de circuito de salida

Rectificación por diodo Schottky y filtrado con condensador bajo ESR, reduciendo ESR equivalente, Figura 6.

Circuitos muestreo salida por R5, R12 voltaje diferencial. Valor R12 referido a corriente terminal salida TL431 = 1,5 µA. Para evitar influencia corriente en ratio diferencial y ruido, corriente por R12 >100× corriente entrada TL431. Rlow < 2,5/150 µA = 16,6 kΩ. Corriente trabajo TL431 1-100 mA; cuando corriente R5 ~0, 1 mA a TL431 por R14 (R14 < Uf/1 mA). Manual PC817B: Uf=1,15 V, R14=1 kΩ (<1,15 kΩ).

Curvas triodo PC817B: corriente directa transistor ~7 mA, Ic=7 mA, voltaje emisor lineal amplio con uc3842comp lineal. CTR 1,3-2,6. Peor caso CTR=1,3. Corriente máxima LED: If = Ic/1,3 = 5,38 mA. R4 < (5 - Uka - Uf)/5,38 mA = (5-1,15-2,5)/5,38mA = 250 Ω. Corriente máxima TL431 150 mA; PC817 50 mA. Corriente máxima R4 50 mA, R4 > (5-1,15-2,5)/50mA = 27 Ω. Rango R4 27-250 Ω, seleccionado 150 Ω.

Diseño de circuito de tierra

Transformador aisla tierra fría y caliente. Tierra caliente primario forma bucle por red; secundario bucle por tierra fría y tierra. Condensador seguridad Y (C16, C17) conecta neutro y fase a tierra chasis para filtrar modo común. Condensador C18 entre tierra caliente y fría transforma ruido lado secundario en cortocircuito primario para reducir onda electromagnética radiada.

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