Consideraciones Prácticas para Amplificadores Operacionales

Los amplificadores operacionales reales se desvían del modelo ideal en varios aspectos: offset de entrada, rechazo de modo común finito, corrientes de polarización de entrada, deriva térmica, y ganancia y fase dependientes de la frecuencia. Entender estas no‑ideales es esencial para diseñar circuitos analógicos robustos. Aunque muchos errores son insignificantes en aplicaciones simples, pueden volverse críticos en instrumentación de precisión, acondicionamiento de señales o sistemas de alta velocidad. En algunos casos, el efecto puede compensarse; en otros, puede requerirse un dispositivo de mayor calidad y coste.

Ganancia de Modo Común

En un amplificador diferencial ideal, la salida es estrictamente función de la diferencia de tensión entre sus dos entradas. Cuando las entradas están en cortocircuito (diferencial cero), cualquier tensión de modo común aplicada, V_CM, no debería alterar la salida. La ganancia de modo común ideal es, por tanto, cero.

Los op‑amps reales, sin embargo, exhiben una pequeña ganancia de modo común. La relación de rechazo de modo común (CMRR) se define como la razón entre ganancia diferencial y ganancia de modo común:

Para el clásico 741, el CMRR promedia alrededor de 70 dB, equivalente a una razón de aproximadamente 3000:1. Como la ganancia diferencial es típicamente órdenes de magnitud mayor, el impacto de la ganancia de modo común suele ser menor cuando se emplea realimentación negativa. No obstante, en configuraciones tipo instrumentación, el desajuste de resistencias puede introducir ganancia de modo común significativa, como se demuestra a continuación.

A continuación se muestra una simulación SPICE de un amplificador de instrumentación con las entradas en cortocircuito y una tensión de modo común variable. En el circuito perfectamente balanceado, la salida permanece en cero voltios en todo el barrido:

instrumentation amplifier
v1 1 0
rin1 1 0 9e12
rjump 1 4 1e-12
rin2 4 0 9e12
e1 3 0 1 2 999k
e2 6 0 4 5 999k
e3 9 0 8 7 999k
rload 9 0 10k
r1 2 3 10k
rgain 2 5 10k
r2 5 6 10k
r3 3 7 10k
r4 7 9 10k
r5 6 8 10k
r6 8 0 10k
.dc v1 0 10 1
.print dc v(9)
.end

v1         v(9)
0.000E+00  0.000E+00
1.000E+00  1.355E-16
2.000E+00  2.710E-16
3.000E+00  0.000E+00
4.000E+00  5.421E-16
5.000E+00  0.000E+00
6.000E+00  0.000E+00
7.000E+00  0.000E+00
8.000E+00  1.084E-15
9.000E+00 -1.084E-15
1.000E+01  0.000E+00

Introduciendo un pequeño desequilibrio de resistencia (p. ej., subiendo R₅ de 10 kΩ a 10,5 kΩ) produce una ganancia de modo común medible, como se ve en el siguiente barrido de salida:

v1         v(9)
0.000E+00  0.000E+00
1.000E+00 -2.439E-02
2.000E+00 -4.878E-02
3.000E+00 -7.317E-02
4.000E+00 -9.756E-02
5.000E+00 -1.220E-01
6.000E+00 -1.463E-01
7.000E+00 -1.707E-01
8.000E+00 -1.951E-01
9.000E+00 -2.195E-01
1.000E+01 -2.439E-01

Aunque la diferencial de entrada permanece en cero, la salida ahora varía en ~0,24 V a lo largo de un barrido de modo común de 0‑10 V, ilustrando cómo el desajuste de resistencias puede generar ganancia de modo común indeseable. El remedio es sencillo: asegurar un emparejamiento preciso de resistencias y, si es posible, incluir un potenciómetro de ajuste en la red de realimentación del op‑amp final para anular la ganancia de modo común residual.

Tensión de Offset

La tensión de offset es la tensión que aparece en la salida cuando las dos entradas están en cortocircuito. Idealmente sería cero; en la práctica, suele ser unos pocos milivoltios y puede llevar la salida a saturación, especialmente en diseños de alimentación única. El offset se expresa como una tensión de entrada equivalente que produciría la salida observada al aplicarse a un amplificador perfectamente ideal:

Los fabricantes proporcionan pines de nulificación de offset en muchos op‑amps (p. ej., pines 1 y 5 en el DIP‑8 del 741). Conectando un pequeño potenciómetro entre estos pines y la tensión de polarización de entrada, el usuario puede ajustar el offset a cerca de cero. No todos los op‑amps exponen pines de nulificación; consulte la hoja de datos de la pieza específica.

Corriente de Polarización (Bias Current)

Los op‑amps tienen alta impedancia de entrada, pero la corriente de polarización —generalmente unos pocos microamperios— es necesaria para operar la etapa de entrada interna. En circuitos donde una sola entrada se conecta a una fuente de alta impedancia (p. ej., un termopar o un electrodo de pH), la corriente de polarización puede crear una caída de tensión a través de la resistencia en serie, provocando errores de medición.

Por ejemplo, en una configuración seguidor de tensión con una resistencia de fuente de 1 MΩ, una corriente de polarización de 10 µA produce un error de 10 mV. La técnica común para mitigar esto es añadir una resistencia de igual valor en la otra entrada, equilibrando así las caídas de tensión por corriente de polarización:

En amplificadores inversores o no inversores, la resistencia compensadora se elige para igualar la combinación en paralelo de las dos resistencias en la red de realimentación:

La correcta conexión a tierra de la alimentación también es crítica. Sin una tierra común, las corrientes de polarización no tienen camino para fluir, dejando ineficaz la etapa de entrada del op‑amp. Asegúrese siempre de que un terminal de la alimentación esté conectado a la referencia de tierra del circuito.

Deriva (Drift)

Las variaciones de temperatura causan deriva en la corriente de polarización, tensión de offset y otros parámetros. La magnitud de la deriva varía con la tecnología del dispositivo; los op‑amps con entrada JFET o MOSFET generalmente exhiben menor deriva que los diseños bipolares. Seleccionar una pieza de baja deriva y, donde se requiera alta precisión, mantener un entorno de temperatura estable (p. ej., con un recinto termostatizado) son las contramedidas más efectivas.

Respuesta en Frecuencia

La alta ganancia diferencial hace que los op‑amps sean propensos a oscilación por realimentación. Un simple seguidor de tensión construido con un 3130 puede oscilar a menos que se añada un capacitor de compensación entre los dos pines especiales de "compensación". Incluso cuando el capacitor es interno (como en el 741), la ganancia de CA cae con la frecuencia, limitando el ancho de banda utilizable.

Los fabricantes publican curvas de respuesta en frecuencia (ganancia vs. frecuencia). Los diseñadores deben consultarlas al especificar el ancho de banda en lazo cerrado para evitar degradación de rendimiento o inestabilidad.

Desfase Entrada‑Salida

Para ilustrar el desfase, medimos el OPA227 en configuración no inversora con ganancia de 34× (~50 dB). La ganancia en lazo abierto intersecta la línea de 50 dB de lazo cerrado a unos 22 kHz, estableciendo un polo dominante. Consecuentemente, el desfase de fase en lazo cerrado es:

• ~0° a 2,2 kHz (una década por debajo del polo)
• ~45° a 22 kHz (en el polo)
• ~90° a 220 kHz (una década por encima del polo)

Capturas de osciloscopio confirman estas predicciones: sin desfase a 2,2 kHz, ~45° a 22 kHz, y ~90° a 220 kHz.

Hojas de Trabajo Relacionadas

• Hoja de trabajo de Circuitos Op‑Amp Sumador y Restador
• Hoja de trabajo de Circuitos Amplificadores de Tensión Op‑Amp Inversor y No Inversor