Consideraciones prácticas sobre amplificadores operacionales

Los amplificadores operacionales reales tienen algunas imperfecciones en comparación con un modelo "ideal". Un dispositivo real se desvía de un amplificador de diferencia perfecta. Uno menos uno puede no ser cero. Es posible que tenga una compensación como un medidor analógico que no se pone a cero. Las entradas pueden consumir corriente. Las características pueden variar con la edad y la temperatura. La ganancia puede reducirse a altas frecuencias y la fase puede cambiar de entrada a salida. Estas imperfecciones pueden causar errores no notables en algunas aplicaciones, errores inaceptables en otras. En algunos casos, estos errores pueden compensarse. A veces, se requiere un dispositivo de mayor calidad y mayor costo.

Ganancia en modo común

Como se indicó anteriormente, un amplificador diferencial ideal solo amplifica la diferencia de voltaje entre sus dos entradas. Si las dos entradas de un amplificador diferencial fueran a cortocircuitarse juntas (asegurando así una diferencia de potencial cero entre ellas), no debería haber ningún cambio en el voltaje de salida para cualquier cantidad de voltaje aplicado entre esas dos entradas en cortocircuito y tierra:

Voltaje que es común entre cualquiera de las entradas y tierra, como "V _{modo común} "En este caso, se llama voltaje de modo común . A medida que variamos este voltaje común, el voltaje de salida del amplificador diferencial perfecto debe mantenerse absolutamente estable (sin cambios en la salida por cualquier cambio arbitrario en la entrada de modo común). Esto se traduce en una ganancia de voltaje en modo común de cero.

El amplificador operacional, al ser un amplificador diferencial con una alta ganancia diferencial, idealmente también tendría una ganancia de modo común cero. En la vida real, sin embargo, esto no se logra fácilmente. Por lo tanto, los voltajes de modo común invariablemente tendrán algún efecto en el voltaje de salida del amplificador operacional.

El rendimiento de un amplificador operacional real en este sentido se mide más comúnmente en términos de su ganancia de voltaje diferencial (cuánto amplifica la diferencia entre dos voltajes de entrada) versus su ganancia de voltaje de modo común (cuánto amplifica un modo común Voltaje). La proporción de la primera con respecto a la última se denomina proporción de rechazo en modo común , abreviado como CMRR:

Un amplificador operacional ideal, con ganancia de modo común cero, tendría un CMRR infinito. Los amplificadores operacionales reales tienen CMRR altos, el omnipresente 741 tiene alrededor de 70 dB, lo que equivale a un poco más de 3000 en términos de una relación.

Debido a que la relación de rechazo de modo común en un amplificador operacional típico es tan alta, la ganancia de modo común generalmente no es una gran preocupación en circuitos donde el amplificador operacional se usa con retroalimentación negativa. Si el voltaje de entrada en modo común de un circuito amplificador cambiara repentinamente, produciendo así un cambio correspondiente en la salida debido a la ganancia en modo común, ese cambio en la salida se corregiría rápidamente como retroalimentación negativa y ganancia diferencial (siendo mucho mayor que la ganancia en modo común) funcionó para devolver el sistema al equilibrio. Efectivamente, se puede ver un cambio en la salida, pero sería mucho menor de lo que cabría esperar.

Sin embargo, una consideración a tener en cuenta es la ganancia de modo común en circuitos de amplificadores operacionales diferenciales, como los amplificadores de instrumentación. Fuera del paquete sellado del amplificador operacional y la ganancia diferencial extremadamente alta, podemos encontrar una ganancia de modo común introducida por un desequilibrio de los valores de la resistencia. Para demostrar esto, ejecutaremos un análisis SPICE en un amplificador de instrumentación con entradas en cortocircuito (sin voltaje diferencial), imponiendo un voltaje de modo común para ver qué sucede. Primero, ejecutaremos el análisis que muestra el voltaje de salida de un circuito perfectamente balanceado. No deberíamos esperar ver ningún cambio en el voltaje de salida a medida que cambia el voltaje de modo común:

 amplificador de instrumentación v1 1 0 rin1 1 0 9e12 rjump 1 4 1e-12 rin2 4 0 9e12 e1 3 0 1 2 999k e2 6 0 4 5 999k e3 9 0 8 7 999k rload 9 0 10k r1 2 3 10k rgain 2 5 10k r2 5 6 10k r3 3 7 10k r4 7 9 10k r5 6 8 10k r6 8 0 10k .dc v1 0 10 1 .print dc v (9) .end 

 v1 v (9) 0.000E + 00 0.000E + 00 1.000E + 00 1.355E-16 2.000E + 00 2.710E-16 3.000E + 00 0.000E + 00 Como puede ver, la tensión de salida v ( 9) 4.000E + 00 5.421E-16 apenas cambia para un voltaje de entrada de modo común 5.000E + 00 0.000E + 00 (v1) que barre de 0 6.000E + 00 0.000E + 00 a 10 voltios. 7.000E + 00 0.000E + 00 8.000E + 00 1.084E-15 9.000E + 00 -1.084E-15 1.000E + 01 0.000E + 00 

Aparte de las desviaciones muy pequeñas (en realidad debido a peculiaridades de SPICE en lugar del comportamiento real del circuito), la salida permanece estable donde debería estar:a 0 voltios, con cero diferencial de voltaje de entrada. Sin embargo, introduzcamos un desequilibrio de resistencia en el circuito, aumentando el valor de R ₅ de 10,000 Ω a 10,500 Ω, y vea qué sucede (la lista de conexiones se ha omitido por brevedad; lo único que se modificó es el valor de R ₅ ):

 v1 v (9) 0.000E + 00 0.000E + 00 1.000E + 00 -2.439E-02 2.000E + 00 -4.878E-02 3.000E + 00 -7.317E-02 Esta vez vemos una variación significativa 4.000E + 00 -9.756E-02 (de 0 a 0.2439 voltios) en voltaje de salida 5.000E + 00 -1.220E-01 cuando el voltaje de entrada de modo común barre 6.000E + 00 -1.463E-01 de 0 a 10 voltios como lo hizo antes. 7.000E + 00 -1.707E-01 8.000E + 00 -1.951E-01 9.000E + 00 -2.195E-01 1.000E + 01 -2.439E-01 

Nuestro diferencial de voltaje de entrada sigue siendo de cero voltios, sin embargo, el voltaje de salida cambia significativamente a medida que cambia el voltaje de modo común. Esto es indicativo de una ganancia de modo común, algo que estamos tratando de evitar. Más que eso, es una ganancia de modo común de nuestra propia creación, que no tiene nada que ver con las imperfecciones en los amplificadores operacionales en sí. Con una ganancia diferencial muy templada (en realidad igual a 3 en este circuito en particular) y sin retroalimentación negativa fuera del circuito, esta ganancia de modo común no se controlará en una aplicación de señal de instrumento.

Solo hay una forma de corregir esta ganancia de modo común, y es equilibrar todos los valores de la resistencia. Al diseñar un amplificador de instrumentación a partir de componentes discretos (en lugar de comprar uno en un paquete integrado), es aconsejable proporcionar algunos medios para realizar ajustes finos en al menos una de las cuatro resistencias conectadas al amplificador operacional final para poder " recortar ”cualquier ganancia de modo común. Proporcionar los medios para "recortar" la red de resistencias también tiene beneficios adicionales. Suponga que todos los valores de resistencia son exactamente como deberían ser, pero existe una ganancia de modo común debido a una imperfección en uno de los amplificadores operacionales. Con la disposición de ajuste, la resistencia podría recortarse para compensar esta ganancia no deseada.

Una peculiaridad de algunos modelos de amplificador operacional es la salida latch-up , generalmente causado por el voltaje de entrada de modo común que excede los límites permitidos. Si el voltaje de modo común cae fuera de los límites especificados por el fabricante, la salida puede "bloquearse" repentinamente en el modo alto (saturarse al voltaje de salida completo). En los amplificadores operacionales de entrada JFET, el enganche puede ocurrir si el voltaje de entrada de modo común se acerca demasiado al voltaje negativo del riel de la fuente de alimentación. En el amplificador operacional TL082, por ejemplo, esto ocurre cuando el voltaje de entrada de modo común está dentro de aproximadamente 0,7 voltios del voltaje negativo del riel de la fuente de alimentación. Tal situación puede ocurrir fácilmente en un circuito de suministro único, donde el riel de suministro de energía negativo está conectado a tierra (0 voltios) y la señal de entrada puede oscilar libremente a 0 voltios.

El enclavamiento también puede activarse si el voltaje de entrada de modo común excede Voltajes del carril de alimentación, negativos o positivos. Como regla general, nunca debe permitir que el voltaje de entrada se eleve por encima del voltaje positivo del riel de la fuente de alimentación, o que descienda por debajo del voltaje negativo del riel de la fuente de alimentación, incluso si el amplificador operacional en cuestión está protegido contra el enganche (al igual que el 741 y modelos de amplificador operacional 1458). Como mínimo, el comportamiento del amplificador operacional puede volverse impredecible. En el peor de los casos, el tipo de bloqueo provocado por voltajes de entrada que exceden los voltajes de la fuente de alimentación puede ser destructivo para el amplificador operacional.

Si bien este problema puede parecer fácil de evitar, su posibilidad es más probable de lo que cree. Considere el caso de un circuito amplificador operacional durante el encendido. Si el circuito recibe voltaje de señal de entrada completo antes su propia fuente de alimentación ha tenido tiempo suficiente para cargar los condensadores del filtro, el voltaje de entrada de modo común puede exceder fácilmente los voltajes del riel de la fuente de alimentación durante un breve período de tiempo. Si el amplificador operacional recibe voltaje de señal de un circuito suministrado por una fuente de energía diferente, y su propia fuente de energía falla, ¡el voltaje de la señal puede exceder los voltajes del riel de la fuente de energía por un período de tiempo indefinido!

Voltaje de compensación

Otra preocupación práctica para el rendimiento del amplificador operacional es la compensación de voltaje . Es decir, efecto de tener el voltaje de salida diferente a cero voltios cuando los dos terminales de entrada están en cortocircuito. Recuerde que los amplificadores operacionales son ante todo amplificadores diferenciales:se supone que amplifican la diferencia de voltaje entre las dos conexiones de entrada y nada más. Cuando esa diferencia de voltaje de entrada es exactamente cero voltios, esperaríamos (idealmente) tener exactamente cero voltios presentes en la salida. Sin embargo, en el mundo real esto rara vez ocurre. Incluso si el amplificador operacional en cuestión tiene ganancia de modo común cero (CMRR infinito), es posible que el voltaje de salida no sea cero cuando ambas entradas están en cortocircuito. Esta desviación de cero se llama compensación .

Un amplificador operacional perfecto produciría exactamente cero voltios con ambas entradas en cortocircuito y conectadas a tierra. Sin embargo, la mayoría de los amplificadores operacionales disponibles conducirán sus salidas a un nivel saturado, ya sea negativo o positivo. En el ejemplo que se muestra arriba, el voltaje de salida está saturado a un valor de 14.7 voltios positivos, solo un poco menos que + V (+15 voltios) debido al límite de saturación positivo de este amplificador operacional en particular. Debido a que la compensación en este amplificador operacional está impulsando la salida a un punto completamente saturado, no hay forma de saber cuánta compensación de voltaje está presente en la salida. Si la fuente de alimentación dividida + V / -V fuera de un voltaje lo suficientemente alto, quién sabe, tal vez la salida sería de varios cientos de voltios en un sentido u otro debido a los efectos de la compensación.

Por esta razón, el voltaje de compensación generalmente se expresa en términos de la cantidad equivalente de entrada diferencial de voltaje que produce este efecto. En otras palabras, imaginamos que el amplificador operacional es perfecto (sin compensación de ningún tipo), y se está aplicando un pequeño voltaje en serie con una de las entradas para forzar el voltaje de salida de una forma u otra lejos de cero. Dado que las ganancias diferenciales del amplificador operacional son tan altas, la cifra de "voltaje de compensación de entrada" no tiene que ser mucho para tener en cuenta lo que vemos con entradas en cortocircuito:

El voltaje de compensación tenderá a introducir leves errores en cualquier circuito de amplificador operacional. Entonces, ¿cómo lo compensamos? A diferencia de la ganancia de modo común, el fabricante generalmente establece disposiciones para recortar la compensación de un amplificador operacional empaquetado. Por lo general, se reservan dos terminales adicionales en el paquete del amplificador operacional para conectar un potenciómetro de "ajuste" externo. Estos puntos de conexión están etiquetados como desplazamiento nulo y se utilizan de esta manera general:

En amplificadores operacionales únicos como el 741 y el 3130, los puntos de conexión nula de compensación son los pines 1 y 5 en el paquete DIP de 8 pines. Otros modelos de amplificador operacional pueden tener las conexiones nulas compensadas ubicadas en diferentes pines y / o requerir una configuración ligeramente diferente de la conexión del potenciómetro de ajuste. ¡Algunos amplificadores operacionales no proporcionan pines nulos compensados ​​en absoluto! Consulte las especificaciones del fabricante para obtener más detalles.

Corriente de sesgo

Las entradas de un amplificador operacional tienen impedancias de entrada extremadamente altas. Es decir, las corrientes de entrada que entran o salen de las dos conexiones de señal de entrada de un amplificador operacional son extremadamente pequeñas. Para la mayoría de los propósitos del análisis de circuitos de amplificadores operacionales, los tratamos como si no existieran en absoluto. Analizamos el circuito como si hubiera absolutamente cero corriente entrando o saliendo de las conexiones de entrada. Esta imagen idílica, sin embargo, no es del todo cierta. Los amplificadores operacionales, especialmente los amplificadores operacionales con entradas de transistor bipolar, deben tener cierta cantidad de corriente a través de sus conexiones de entrada para que sus circuitos internos estén polarizados correctamente. Estas corrientes, lógicamente, se denominan corrientes de polarización . Bajo ciertas condiciones, las corrientes de polarización del amplificador operacional pueden ser problemáticas. El siguiente circuito ilustra una de esas condiciones problemáticas:

A primera vista, no vemos problemas aparentes con este circuito. Un termopar, que genera un pequeño voltaje proporcional a la temperatura (en realidad, un voltaje proporcional a la diferencia de temperatura entre la unión de medición y la unión de "referencia" formada cuando los cables del termopar de aleación se conectan con los cables de cobre que conducen al amplificador operacional) impulsa el amplificador operacional ya sea positivo o negativo. En otras palabras, este es un tipo de circuito comparador, que compara la temperatura entre la unión del termopar final y la unión de referencia (cerca del amplificador operacional). El problema es este:el bucle de cable formado por el termopar no proporciona una ruta para ambas corrientes de polarización de entrada, porque ambas corrientes de polarización están tratando de ir de la misma manera (ya sea dentro del amplificador operacional o fuera de él).

Para que este circuito funcione correctamente, debemos conectar a tierra uno de los cables de entrada, proporcionando así una ruta hacia (o desde) tierra para ambas corrientes:

No es necesariamente un problema obvio, ¡pero sí muy real!

Otra forma en que las corrientes de polarización de entrada pueden causar problemas es haciendo caer voltajes no deseados a través de las resistencias del circuito. Tome este circuito, por ejemplo:

Esperamos que un circuito seguidor de voltaje como el anterior reproduzca el voltaje de entrada con precisión en la salida. Pero, ¿qué pasa con la resistencia en serie con la fuente de voltaje de entrada? Si hay alguna corriente de polarización a través de la entrada no inversora (+), caerá algo de voltaje en R _in , lo que hace que el voltaje en la entrada no inversora sea desigual al V _en real valor. Las corrientes de polarización suelen estar en el rango de microamperios, por lo que la caída de voltaje en R _in no será mucho, a menos que R _en es muy grande. Un ejemplo de una aplicación donde la resistencia de entrada (R _in ) lo haría ser muy grande es el de los electrodos de sonda de pH, donde un electrodo contiene una barrera de vidrio permeable a los iones (un conductor muy pobre, con millones de Ω de resistencia).

Si realmente estuviéramos construyendo un circuito de amplificador operacional para medir el voltaje del electrodo de pH, probablemente querríamos usar un amplificador operacional de entrada FET o MOSFET (IGFET) en lugar de uno construido con transistores bipolares (para menos corriente de polarización de entrada). Pero incluso entonces, las leves corrientes de polarización que puedan permanecer pueden provocar errores de medición, por lo que tenemos que encontrar alguna forma de mitigarlos mediante un buen diseño.

Una forma de hacerlo se basa en la suposición de que las dos corrientes de polarización de entrada serán las mismas. En realidad, a menudo están cerca de ser lo mismo, la diferencia entre ellos se conoce como la corriente de compensación de entrada . Si son iguales, entonces deberíamos poder cancelar los efectos de la caída de voltaje de la resistencia de entrada insertando una cantidad igual de resistencia en serie con la otra entrada, así:

Con la resistencia adicional agregada al circuito, el voltaje de salida estará más cerca de V _in que antes, incluso si hay algún desplazamiento entre las dos corrientes de entrada.

Para los circuitos amplificadores inversores y no inversores, la resistencia de compensación de corriente de polarización se coloca en serie con la entrada no inversora (+) para compensar las caídas de voltaje de la corriente de polarización en la red del divisor:

En cualquier caso, el valor de la resistencia de compensación se determina calculando el valor de la resistencia en paralelo de R ₁ y R ₂ . ¿Por qué el valor es igual al paralelo equivalente de R ₁ y R ₂ ? Cuando usamos el Teorema de superposición para calcular cuánta caída de voltaje será producida por la corriente de polarización de la entrada inversora (-), tratamos la corriente de polarización como si viniera de una fuente de corriente dentro del amplificador operacional y cortocircuitemos todas las fuentes de voltaje (V _en y V _out ). Esto da dos caminos paralelos para la corriente de polarización (a través de R ₁ y a través de R ₂ , ambos a tierra). Queremos duplicar el efecto de la corriente de polarización en la entrada no inversora (+), por lo que el valor de la resistencia que elegimos insertar en serie con esa entrada debe ser igual a R ₁ en paralelo con R ₂ .

Un problema relacionado, que ocasionalmente experimentan los estudiantes que recién están aprendiendo a construir circuitos amplificadores operacionales, es causado por la falta de una conexión a tierra común a la fuente de alimentación. Es imperativo Para que funcione correctamente el amplificador operacional, alguna terminal de la fuente de alimentación de CC sea común a la conexión de “tierra” de la (s) señal (es) de entrada. Esto proporciona una ruta completa para las corrientes de polarización, las corrientes de retroalimentación y la corriente de carga (salida). Tome esta ilustración de circuito, por ejemplo, que muestra una fuente de alimentación debidamente conectada a tierra:

Aquí, las flechas indican la ruta del flujo de electrones a través de las baterías de la fuente de alimentación, tanto para alimentar el circuito interno del amplificador operacional (el "potenciómetro" dentro de él que controla el voltaje de salida) como para alimentar el circuito de retroalimentación de las resistencias R ₁ y R ₂ . Sin embargo, suponga que la conexión a tierra para esta fuente de alimentación de CC "dividida" fuera eliminada. El efecto de hacer esto es profundo:

No pueden fluir electrones dentro o fuera de la terminal de salida del amplificador operacional, porque el camino hacia la fuente de alimentación es un "callejón sin salida". Por lo tanto, no fluyen electrones a través de la conexión a tierra a la izquierda de R ₁ , ni a través del circuito de retroalimentación. Esto efectivamente hace que el amplificador operacional sea inútil:no puede sostener corriente a través del circuito de retroalimentación ni a través de una carga conectada a tierra, ya que no hay conexión desde ningún punto de la fuente de alimentación a tierra.

Las corrientes de polarización también se detienen, porque dependen de una ruta a la fuente de alimentación y de regreso a la fuente de entrada a través de tierra. El siguiente diagrama muestra las corrientes de polarización (solo), a medida que pasan por los terminales de entrada del amplificador operacional, a través de los terminales de base de los transistores de entrada y, finalmente, a través de los terminales de la fuente de alimentación y de regreso a tierra.

Sin una referencia a tierra en la fuente de alimentación, las corrientes de polarización no tendrán una ruta completa para un circuito y se detendrán. Dado que los transistores de unión bipolar son dispositivos controlados por corriente, esto también hace que la etapa de entrada del amplificador operacional sea inútil, ya que ambos transistores de entrada se verán obligados a desconectarse por la falta total de corriente de base.

REVISAR:

• Las entradas del amplificador operacional generalmente conducen corrientes muy pequeñas, llamadas corrientes de polarización , necesario para polarizar correctamente la primera etapa del amplificador de transistor interna a los circuitos de los amplificadores operacionales. Las corrientes de polarización son pequeñas (en el rango de microamperios), pero lo suficientemente grandes como para causar problemas en algunas aplicaciones.
• Las corrientes de polarización en ambas entradas deben tener caminos para fluir a uno de los "rieles" de la fuente de alimentación oa tierra. No es suficiente tener una ruta conductora de una entrada a la otra.
• Para cancelar cualquier voltaje de compensación causado por la corriente de polarización que fluye a través de las resistencias, simplemente agregue una resistencia equivalente en serie con la otra entrada del amplificador operacional (llamada resistencia de compensación ). Esta medida correctiva se basa en el supuesto de que las dos corrientes de polarización de entrada serán iguales.
• Cualquier desigualdad entre las corrientes de polarización en un amplificador operacional constituye lo que se denomina una corriente de compensación de entrada .
• Es esencial para el funcionamiento adecuado del amplificador operacional que haya una referencia a tierra en algún terminal de la fuente de alimentación, para formar rutas completas para las corrientes de polarización, las corrientes de retroalimentación y la corriente de carga.

Deriva

Al ser dispositivos semiconductores, los amplificadores operacionales están sujetos a ligeros cambios de comportamiento con cambios en la temperatura de funcionamiento. Cualquier cambio en el rendimiento del amplificador operacional con la temperatura se incluye en la categoría de deriva del amplificador operacional. . Los parámetros de deriva se pueden especificar para corrientes de polarización, voltaje de compensación y similares. Consulte la hoja de datos del fabricante para obtener información específica sobre cualquier amplificador operacional en particular.

Para minimizar la desviación del amplificador operacional, podemos seleccionar un amplificador operacional hecho para tener una desviación mínima y / o podemos hacer todo lo posible para mantener la temperatura de funcionamiento lo más estable posible. La última acción puede implicar proporcionar alguna forma de control de temperatura para el interior del equipo que aloja los amplificadores operacionales. Esto no es tan extraño como puede parecer a primera vista. Por ejemplo, a veces se sabe que los generadores de referencia de voltaje de precisión estándar de laboratorio emplean "hornos" para mantener sus componentes sensibles (como los diodos Zener) a temperaturas constantes. Si se desea una precisión extremadamente alta sobre los factores habituales de costo y flexibilidad, esta puede ser una opción que valga la pena considerar.

REVISAR:

• Los amplificadores operacionales, al ser dispositivos semiconductores, son susceptibles a variaciones de temperatura. Cualquier variación en el rendimiento del amplificador resultante de cambios de temperatura se conoce como deriva . La deriva se minimiza mejor con el control de la temperatura ambiental.

Respuesta de frecuencia

Con sus ganancias de voltaje diferencial increíblemente altas, los amplificadores operacionales son los principales candidatos para un fenómeno conocido como oscilación de retroalimentación . You’ve probably heard the equivalent audio effect when the volume (gain) on a public-address or other microphone amplifier system is turned too high:that high pitched squeal resulting from the sound waveform “feeding back” through the microphone to be amplified again. An op-amp circuit can manifest this same effect, with the feedback happening electrically rather than audibly.

A case example of this is seen in the 3130 op-amp, if it is connected as a voltage follower with the bare minimum of wiring connections (the two inputs, output, and the power supply connections). The output of this op-amp will self-oscillate due to its high gain, no matter what the input voltage. To combat this, a small compensation capacitor must be connected to two specially-provided terminals on the op-amp. The capacitor provides a high-impedance path for negative feedback to occur within the op-amp’s circuitry, thus decreasing the AC gain and inhibiting unwanted oscillations. If the op-amp is being used to amplify high-frequency signals, this compensation capacitor may not be needed, but it is absolutely essential for DC or low-frequency AC signal operation.

Some op-amps, such as the model 741, have a compensation capacitor built in to minimize the need for external components. This improved simplicity is not without a cost:due to that capacitor’s presence inside the op-amp, the negative feedback tends to get stronger as the operating frequency increases (that capacitor’s reactance decreases with higher frequencies). As a result, the op-amp’s differential voltage gain decreases as frequency goes up:it becomes a less effective amplifier at higher frequencies.

Op-amp manufacturers will publish the frequency response curves for their products. Since a sufficiently high differential gain is absolutely essential to good feedback operation in op-amp circuits, the gain/frequency response of an op-amp effectively limits its “bandwidth” of operation. The circuit designer must take this into account if good performance is to be maintained over the required range of signal frequencies.

REVISAR:

• Due to capacitances within op-amps, their differential voltage gain tends to decrease as the input frequency increases. Frequency response curves for op-amps are available from the manufacturer.

Input to Output Phase Shift

In order to illustrate the phase shift from input to output of an operational amplifier (op-amp), the OPA227 was tested in our lab. The OPA227 was constructed in a typical non-inverting configuration (Figure below).

OPA227 Non-inverting stage

The circuit configuration calls for a signal gain of ≅34 V/V or ≅50 dB. The input excitation at Vsrc was set to 10 mVp, and three frequencies of interest:2.2 kHz, 22 kHz, and 220 MHz. The OPA227’s open loop gain and phase curve vs. frequency is shown in Figure below.

A_V and Φ vs. Frequency plot

To help predict the closed loop phase shift from input to output, we can use the open loop gain and phase curve. Since the circuit configuration calls for a closed loop gain, or 1/β, of ≅50 dB, the closed loop gain curve intersects the open loop gain curve at approximately 22 kHz. After this intersection, the closed loop gain curve rolls off at the typical 20 dB/decade for voltage feedback amplifiers, and follows the open loop gain curve.

What is actually at work here is the negative feedback from the closed loop modifies the open loop response. Closing the loop with negative feedback establishes a closed loop pole at 22 kHz. Much like the dominant pole in the open loop phase curve, we will expect phase shift in the closed loop response. How much phase shift will we see?

Since the new pole is now at 22 kHz, this is also the -3 dB point as the pole starts to roll off the closed loop again at 20 dB per decade as stated earlier. As with any pole in basic control theory, phase shift starts to occur one decade in frequency before the pole, and ends at 90 ^o of phase shift one decade in frequency after the pole. So what does this predict for the closed loop response in our circuit?

This will predict phase shift starting at 2.2 kHz, with 45 ^o of phase shift at the -3 dB point of 22 kHz, and finally ending with 90 ^o of phase shift at 220 kHz. The three Figures shown below are oscilloscope captures at the frequencies of interest for our OPA227 circuit. Figure below is set for 2.2 kHz, and no noticeable phase shift is present. Figure below is set for 220 kHz, and ≅45 ^o of phase shift is recorded. Finally, Figure below is set for 220 MHz, and the expected ≅90 ^o of phase shift is recorded. The scope plots were captured using a LeCroy 44x Wavesurfer. The final scope plot used a x1 probe with the trigger set to HF reject.

OPA227 Av=50dB @ 2.2 kHz

OPA227 Av=50dB @ 22 kHz

OPA227 Av=50dB @ 220 kHz

HOJAS DE TRABAJO RELACIONADAS:

• Summer and Subtractor OpAmp Circuits Worksheet

• Inverting and Noninverting OpAmp Voltage Amplifier Circuits Worksheet